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【收藏】6大常用電源設(shè)計電路,工程師寶典!

更新時間:2023-05-15 點擊量:344
電子信息技術(shù)的飛速發(fā)展推動了電源技術(shù)這一領(lǐng)域的飛速前進(jìn),同時也給電源工程技術(shù)人員帶來了的機(jī)遇和挑戰(zhàn),小到家用電器,大到大型電力行業(yè)所用的儀器設(shè)備,無不需要電源來提供能源,這也更需要大量具有電源專業(yè)知識水平的工程師來完成設(shè)計和開發(fā)。


而電源工程師主要是指從事開關(guān)、通訊、設(shè)備等電源的設(shè)計與研發(fā)工作的相關(guān)人員。

那么,一個成熟的電源工程師是怎樣工作的呢?主要有十點

  • 一:接過電源設(shè)計要求!評估成本,定可行性方案。

  • 二:根據(jù)客戶報價!給定大體的元件成本與生產(chǎn)成本,可行性電路。

  • 三:構(gòu)想出原理圖!確定所選取的功率管,變壓器,穩(wěn)定簡單生產(chǎn)又方便的原理方案。

  • 四:根據(jù)原理圖,客戶給定的樣板要求或外殼要求設(shè)計PCB。

  • 五:根據(jù)原理圖,裝配合適元件,對電器參數(shù)調(diào)整。讓本機(jī)在低要求下能正常工作。

  • 六:上負(fù)載測試,功率達(dá)80測式,檢查輸出波形,電壓要求,電磁性能,功率管溫度,電壓穩(wěn)定度,轉(zhuǎn)換效率。在這一個程中,對電子元件進(jìn)行合適的參數(shù)調(diào)整。

  • 七:強(qiáng)化測試!也就是超負(fù)何,短路,低壓,過壓,強(qiáng)溫,防震等測試。

  • 八:根據(jù)樣板確定原理圖準(zhǔn)確的參數(shù),定好方位圖,物料圖,發(fā)給生產(chǎn)部,倉管,跟單員,對樣板進(jìn)行小批量生產(chǎn)。

  • 九:對樣板進(jìn)行嚴(yán)格測試,各種性能OK,由業(yè)務(wù)員發(fā)給客戶評估。OK了,可以量產(chǎn)。

  • 十:以后生產(chǎn)對項目進(jìn)行跟蹤,改良,以最短時間,最好質(zhì)量給客戶出貨。

作為一名合格的電源工程師平時工作經(jīng)驗的積累很重要,但同時也應(yīng)該提高理論水平,通過積累幾個常用的電源電路,說不定下次就能用上,真是學(xué)習(xí)吧!


反激式電源中的鐵氧體磁放大器對于兩個輸出端都提供實際功率(5V 2A和12V 3A),兩者都可實現(xiàn)± 5%調(diào)節(jié))的雙路輸出反激式電源來說,當(dāng)電壓達(dá)到12V時會進(jìn)入零負(fù)載狀態(tài),而無法在5%限度內(nèi)進(jìn)行調(diào)節(jié)。線性穩(wěn)壓器是一個可實行的解決方案,但由于價格昂貴且會降低效率,仍不是理想的解決方案。

我們建議的解決方案是在12V輸出端使用一個磁放大器,即便是反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)也可使用。為了降低成本,建議使用鐵氧體磁放大器。然而,鐵氧體磁放大器的控制電路與傳統(tǒng)的矩形磁滯回線材料(高磁導(dǎo)率材料)的控制電路有所不用。鐵氧體的控制電路(D1和Q1)可吸收電流以便維持輸出端供電。該電路已經(jīng)過全面測試。變壓器繞組設(shè)計為5V和13V輸出。該電路在實現(xiàn)12V輸出± 5%調(diào)節(jié)的同時,甚至還可以達(dá)到低于1W的輸入功率(5V 300 mW和12V零負(fù)載)。

使用現(xiàn)有的消弧電路提供過流保護(hù) 考慮一下5V 2A和12V 3A反激式電源。該電源的關(guān)鍵規(guī)范之一便是當(dāng)12V輸出端達(dá)到空載或負(fù)載極輕時,對5V輸出端提供過功率保護(hù)(OPP)。這兩個輸出端都提出了± 5%的電壓調(diào)節(jié)要求。

對于通常的解決方案來說,使用檢測電阻會降低交叉穩(wěn)壓性能,并且保險絲的價格也不菲。而現(xiàn)在已經(jīng)有了用于過壓保護(hù)(OVP)的消弧電路。該電路能夠同時滿足OPP和穩(wěn)壓要求,使用部分消弧電路即可實現(xiàn)該功能。

從圖2可以看出,R1和VR1形成了一個12V輸出端有源假負(fù)載,這樣可以在12V輸出端輕載時實現(xiàn)12V電壓調(diào)節(jié)。在5V輸出端處于過載情況下時,5V輸出端上的電壓將會下降。假負(fù)載會吸收大量電流。R1上的電壓下降可用來檢測這一大量電流。Q1導(dǎo)通并觸發(fā)OPP電路。


有源并聯(lián)穩(wěn)壓器與假負(fù)載在線電壓AC到低壓DC的開關(guān)電源產(chǎn)品領(lǐng)域中,反激式是目前流行的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。這其中的一個主要原因是其的成本效益,只需向變壓器次級添加額外的繞組即可提供多路輸出電壓。

通常,反饋來自對輸出容差有嚴(yán)格要求的輸出端。然后,該輸出端會定義所有其它次級繞組的每伏圈數(shù)。由于漏感效應(yīng)的存在,輸出端不能始終獲得所需的輸出電壓交叉穩(wěn)壓,特別是在給定輸出端因其它輸出端滿載而可能無負(fù)載或負(fù)載極輕的情況下更是如此。

可以使用后級穩(wěn)壓器或假負(fù)載來防止輸出端電壓在此類情況下升高。然而,由于后級穩(wěn)壓器或假負(fù)載會造成成本增加和效率降低,因而它們?nèi)狈ψ銐虻奈?,特別是在近年來對多種消費類應(yīng)用中的空載和/或待機(jī)輸入功耗的法規(guī)要求越來越嚴(yán)格的情況下,這一設(shè)計開始受到冷落。圖3中所示的有源并聯(lián)穩(wěn)壓器不僅可以解決穩(wěn)壓問題,還能夠最大限度地降低成本和效率影響。

該電路的工作方式如下:兩個輸出端都處于穩(wěn)壓范圍時,電阻分壓器R14和R13會偏置三極管Q5,進(jìn)而使Q4和Q1保持在關(guān)斷狀態(tài)。在這樣的工作條件下,流經(jīng)Q5的電流便充當(dāng)5V輸出端很小的假負(fù)載。

5V輸出端與3.3V輸出端的標(biāo)準(zhǔn)差異為1.7V。當(dāng)負(fù)載要求從3.3V輸出端獲得額外的電流,而從5V輸出端輸出的負(fù)載電流并未等量增加時,其輸出電壓與3.3V輸出端的電壓相比將會升高。由于電壓差異約超過100 mV,Q5將偏置截止,從而導(dǎo)通Q4和Q1并允許電流從5V輸出端流到3.3V輸出端。該電流將降低5V輸出端的電壓,進(jìn)而縮小兩個輸出端之間的電壓差異。

Q1中的電流量由兩個輸出端的電壓差異決定。因此,該電路可以使兩個輸出端均保持穩(wěn)壓,而不受其負(fù)載的影響,即使在3.3V輸出端滿載而5V輸出端無負(fù)載這樣最差的情況下,仍能保持穩(wěn)壓。設(shè)計中的Q5和Q4可以提供溫度補(bǔ)償,這是由于每個三極管中的VBE溫度變化都可以彼此抵消。二極管D8和D9不是必需的器件,但可用于降低Q1中的功率耗散,從而無需在設(shè)計添加散熱片。

該電路只對兩個電壓之間的相對差異作出反應(yīng),在滿載和輕負(fù)載條件下基本不起作用。由于并聯(lián)穩(wěn)壓器是從5V輸出端連接到3.3V輸出端,因此與接地的并聯(lián)穩(wěn)壓器相比,該電路的有源耗散可以降低66%。其結(jié)果是在滿載時保持高效率,從輕負(fù)載到無負(fù)載的功耗保持較低水平。

采用StackFET的高壓輸入開關(guān)電源使用三相交流電進(jìn)行工作的工業(yè)設(shè)備常常需要一個可以為模擬和數(shù)字電路提供穩(wěn)定低壓直流電的輔助電源級。此類應(yīng)用的范例包括工業(yè)傳動器、UPS系統(tǒng)和能量計。

此類電源的規(guī)格比現(xiàn)成的標(biāo)準(zhǔn)開關(guān)所需的規(guī)格要嚴(yán)格得多。不僅這些應(yīng)用中的輸入電壓更高,而且為工業(yè)環(huán)境中的三相應(yīng)用所設(shè)計的設(shè)備還必須容許非常寬的波動—包括跌落時間延長、電涌以及一個或多個相的偶然丟失。而且,此類輔助電源的輸入電壓范圍可以達(dá)到57 VAC至580 VAC之寬。

設(shè)計如此寬范圍的開關(guān)電源可以說是一大挑戰(zhàn),主要在于高壓MOSFET的成本較高以及傳統(tǒng)的PWM控制環(huán)路的動態(tài)范圍的限制。StackFET技術(shù)允許組合使用不太昂貴的、額定電壓為600V的低壓MOSFET和Power Integrations提供的集成電源控制器,這樣便可設(shè)計出簡單便宜并能夠在寬輸入電壓范圍內(nèi)工作的開關(guān)電源。

該電路的工作方式如下:電路的輸入端電流可以來自三相三線或四線系統(tǒng),甚至來自單相系統(tǒng)。三相整流器由二極管D1-D8構(gòu)成。電阻R1-R4可以提供浪涌電流限制。如果使用可熔電阻,這些電阻便可在故障期間安全斷開,無需單獨配備保險絲。pi濾波器由C5、C6、C7、C8和L1構(gòu)成,可以過濾整流直流電壓。

電阻R13和R15用于平衡輸入濾波電容之間的電壓。

當(dāng)集成開關(guān)(U1)內(nèi)的MOSFET導(dǎo)通時,Q1的源端將被拉低,R6、R7和R8將提供柵極電流,并且VR1到VR3的結(jié)電容將導(dǎo)通Q1。齊納二極管VR4用于限制施加給Q1的柵極源電壓。當(dāng)U1內(nèi)的MOSFET關(guān)斷時,U1的漏極電壓將被一個由VR1、VR2和VR3構(gòu)成的450 V箝位網(wǎng)絡(luò)箝位。這會將U1的漏極電壓限制到接近450 V。

與Q1相連的繞組結(jié)束時的任何額外電壓都會被施加給Q1。這種設(shè)計可以有效地分配Q1和U1之間的整流輸入直流電壓和反激式電壓總量。電阻R9用于限制開關(guān)切換期間的高頻振蕩,由于反激間隔期間存在漏感,箝位網(wǎng)絡(luò)VR5、D9和R10則用于限制初級上的峰值電壓。

輸出整流由D1提供。C2為輸出濾波器。L2和C3構(gòu)成次級濾波器,以減小輸出端的開關(guān)紋波。

當(dāng)輸出電壓超過光耦二極管和VR6的總壓降時,VR6將導(dǎo)通。輸出電壓的變化會導(dǎo)致流經(jīng)U2內(nèi)的光耦二極管的電流發(fā)生變化,進(jìn)而改變流經(jīng)U2B內(nèi)的晶體管的電流。當(dāng)此電流超出U1的FB引腳閾值電流時,將抑制下一個周期。輸出穩(wěn)壓可以通過控制使能及抑制周期的數(shù)量來實現(xiàn)。一旦開關(guān)周期被開啟,該周期便會在電流上升到U1的內(nèi)部電流限制時結(jié)束。R11用于限制瞬態(tài)負(fù)載時流經(jīng)光耦器的電流,以及調(diào)整反饋環(huán)路的增益。電阻R12用于偏置齊納二極管VR6。

IC U1 (LNK 304)具有內(nèi)置功能,因此可根據(jù)反饋信號消失、輸出端短路以及過載對該電路提供保護(hù)。由于U1直接由其漏極引腳供電,因此不需要在變壓器上添加額外的偏置繞組。C4用于提供內(nèi)部電源去耦。

選擇好的整流二極管可以簡化AC/DC轉(zhuǎn)換器中的EMI濾波器電路并降低其成本該電路可以簡化AC/DC轉(zhuǎn)換器中的EMI濾波器電路并降低其成本。

要使AC/DC電源符合EMI標(biāo)準(zhǔn),就需要使用大量的EMI濾波器器件,例如X電容和Y電容。AC/DC電源的標(biāo)準(zhǔn)輸入電路都包括一個橋式整流器,用于對輸入電壓進(jìn)行整流(通常為50-60 Hz)。由于這是低頻AC輸入電壓,因此可以使用如1N400X系列二極管等標(biāo)準(zhǔn)二極管,另一個原因是這些二極管的價格是便宜的。

這些濾波器器件用于降低電源產(chǎn)生的EMI,以便符合已發(fā)布的EMI限制。然而,由于用來記錄EMI的測量只在150 kHz時才開始,而AC線電壓頻率只有50或60 Hz,因此橋式整流器中使用的標(biāo)準(zhǔn)二極管(參見圖1)的反向恢復(fù)時間較長,且通常與EMI產(chǎn)生沒有直接關(guān)系。

然而,過去的輸入濾波電路中有時會包括一些與橋式整流器并聯(lián)的電容,用來抑制低頻輸入電壓整流所造成的任何高頻波形。

如果在橋式整流器中使用快速恢復(fù)二極管,就無需使用這些電容了。當(dāng)這些二極管之間的電壓開始反向時,它們的恢復(fù)速度非???參見圖2)。這樣通過降低隨后的高頻關(guān)斷急變以及EMI,可以降低AC輸入線中的雜散線路電感激勵。由于2個二極管可以在每半個周期中實現(xiàn)導(dǎo)通,因此4個二極管中只需要2個是快速恢復(fù)類型即可。同樣,在每半個周期進(jìn)行導(dǎo)通的兩個二極管中,只需要其中一個二極管具有快速恢復(fù)特性即可。

用軟啟動禁止低成本輸出來遏制電流尖峰為滿足嚴(yán)格的待機(jī)功耗規(guī)范要求,一些多路輸出電源被設(shè)計為在待機(jī)信號為活動狀態(tài)時斷開輸出連接。

通常情況下,通過關(guān)閉串聯(lián)旁路雙極晶體管(BJT)或MOSFET即可實現(xiàn)上述目的。對于低電流輸出,如果在設(shè)計電源變壓器時充分考慮到晶體管的額外壓降情況,則BJT可成為MOSFET的合適替代品,且成本更為低廉。

圖十所示為簡單的BJT串聯(lián)旁路開關(guān),電壓為12 V,輸出電流強(qiáng)度為100 mA,并帶有一超大電容(CLOAD)。晶體管Q1為串聯(lián)旁路元件,由Q2根據(jù)待機(jī)信號的狀態(tài)來控制其開關(guān)。電阻R1的值是額定的,這樣可確保Q1有足夠的基值電流在最小Beta和最大的輸出電流下以飽和的狀態(tài)工作。PI建議額外添加一個電容器(Cnew),用以調(diào)節(jié)導(dǎo)通時的瞬態(tài)電流。如果不添加Cnew,Q1在導(dǎo)通后即迅速進(jìn)入電容性負(fù)載,并因而產(chǎn)生較大的電流尖峰。為調(diào)節(jié)該瞬態(tài)尖峰,需要增加Q1的容量,這便導(dǎo)致了成本的增加。

用作Q1額外“密勒電容"的Cnew可以消除電流尖峰。該額外電容可限制Q1集電極的dv/dt值。dv/dt值越小,流入Cload的充電電流就越少。為Cnew電容值,使得Q1的理想輸出dv/dt值與Cnew值相乘等于流入R1的電流。

學(xué)完這些典型的電源電路,下面通過利用LM317制作簡易電源設(shè)計電路。

LM317是應(yīng)用最為廣泛的電源集成電路之一,它不僅具有固定式三端穩(wěn)壓電路的簡單形式,又具備輸出電壓可調(diào)的特點。此外,還具有調(diào)壓范圍寬、穩(wěn)壓性能好、噪聲低、紋波抑制比高等優(yōu)點。其主要性能參數(shù)如下。

輸出電壓:1.25-37V DC;輸出電流:5mA-1.5A;芯片內(nèi)部具有過熱、過流、短路保護(hù)電路;最大輸入-輸出電壓差:40V DC,最小輸入-輸出電壓差:3V DC;使用環(huán)境溫度:-10-+85℃ 。

由于輸出端(2腳)與調(diào)節(jié)輸入端(3腳)之間的電壓保持在1.25V,調(diào)整接在輸出端與地之間的分壓電阻R1和R2來改變ADJ端的電位,可以達(dá)到調(diào)節(jié)輸出電壓的目的,原理如下:

R1兩端的1.25V恒定電壓產(chǎn)生的恒定電流流過R1和R2,在R2上產(chǎn)生的電壓加到ADJ端。此時,輸出電壓Vo取決于R1和R2的比值,當(dāng)R2阻值增大時,輸出電壓升高,即:

Vo=1.25[(R1+R2)/R2]。

V1和V2的作用是:當(dāng)輸出短路時,C2上的電壓被V2泄放掉,從而達(dá)到反偏保護(hù)的目的。此外,當(dāng)輸入短路時,C3等元件上儲存的電壓會通過V1泄放,用于防止內(nèi)部調(diào)整管反偏。C2用以提高IC的紋波抑制能力。C3用以改善IC的瞬態(tài)響應(yīng)。C1用于輸入整流濾波。在大電流輸出時,IC會因溫升過高而截止,必須加適當(dāng)面積的散熱器。R2應(yīng)選用線性的電位器

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